15.1 Trasmissione su canale numerico
Al primo capitolo (§
1.2.2) abbiamo illustrato come tra sorgente e destinazione di una trasmissione numerica si possa idealizzare la presenza di un
canale numerico, che racchiude i dispositivi idonei a svolgere diverse operazioni, in modo da permettere la trasmissione di informazioni numeriche mediante un segnale analogico (indicato come
segnale dati), che viaggia su
canale analogico. Se quest’ultimo presenta una risposta in frequenza di tipo
passa-banda, anche il segnale dati dovrà presentare le medesime caratteristiche frequenziali, ed al capitolo
16 sono illustrati i principi di funzionamento dei dispositivi
modem necessari a generare tali segnali. Nel caso in cui, invece, il canale analogico sia da considerare
passa-basso, il segnale dati viene detto
di banda base, ed il
modem che lo genera è indicato come
codificatore di linea.
15.1.1 Trasmissione numerica di banda base
La figura
15.1 rappresenta lo schema generale di un canale numerico, con evidenziati i principali elementi che lo compongono, la funzione dei quali viene ora brevemente illustrata. L’ingresso al canale è descritto, nella sua forma più generale, come un flusso (o sequenza) di
cifre binarie con valore logico di
0 ed
1, indicate come bit (
binary digit), che pervengono ad una velocità (binaria) di
fb bit/secondo.
Il primo elemento del canale numerico prende il nome di
codificatore di linea (§
15.1.2) e produce un
segnale dati analogico che, ogni
Ts secondi, trasporta un
simbolo, che a sua volta rappresenta
uno o più bit. Pertanto per la
frequenza di simbolo fs = 1⁄Ts si può scrivere
fs ≤ fb, con il segno di uguale nel caso di simboli
binari. Al contrario, se ogni simbolo rappresenta
M > 1 bit, come vedremo al §
15.1.2.4 si ottiene un
risparmio di banda per il segnale uscente dal codificatore, in modo da adattare lo stesso alla
banda passante che caratterizza la risposta in frequenza
H(f) del canale. Per qualunque scelta di
M, ad ogni possibile simbolo è associato ad un diverso
livello del segnale analogico trasmesso.
L’elemento che svolge le funzioni inverse a quelle finora descritte è il decodificatore di linea posto al lato ricevente, che ricostruisce la sequenza dei simboli trasmessi a partire dal segnale analogico ricevuto, innanzitutto campionandolo (con ritmo fs), e quindi decidendo quale simbolo sia stato trasmesso all’istante t = nTs, in base al confronto tra il valore campionato, ed alcune soglie di decisione.
La presenza di un processo di
rumore additivo n(t) all’uscita del canale fa si che il segnale preso in esame dal decisore possa superare la soglia di decisione,
determinando
un errore (con probabilità
Pe) a riguardo di quale simbolo sia stato trasmesso. La valutazione di tale probabilità viene svolta al §
15.4.3, ma anticipiamo subito che
Pe è tanto maggiore quanto più è grande la potenza (e dunque l’ampiezza) del rumore in ingresso al decisore, come evidente dalla figura a lato per una trasmissione
a due livelli.
Fortunatamente la potenza di rumore può essere resa
minima progettando adeguatamente il filtro
HR(f) di ricezione (vedi §
14.1.1), che può anche realizzare un
filtro adattato (§
7.6), oppure ancora un dispositivo di
equalizzazione (§
18.4).
Il confronto con la soglia di decisione non avviene
di continuo come in figura, bensì agli istanti
t = nTs corrispondenti a quelli in cui sono codificati i simboli. Nello schema di fig.
15.1 è infatti presente anche un imprescindibile dispositivo di
sincronizzazione, che osservando il segnale ricevuto genera un
segnale di orologio (
clock) che consente al decisore di operare
al passo con il ritmo
fs = 1⁄Ts: al §
15.7 sono descritte alcune tecniche per affrontare questo aspetto.
Infine, nel caso in cui ogni simbolo codifichi più di un bit (vedi la trasmissione
multilivello al §
15.1.2.4), è necessaria la presenza di un
serializzatore che provvede ad emettere uno dopo l’altro i bit corrispondenti a ciascun simbolo ricevuto.
15.1.2 Codifica di linea e segnale dati
Poniamoci nel caso più generale in cui una
sorgente discreta con alfabeto composto da
L simboli emetta la sequenza
{ai(k)k}, dove il pedice
k individua l’istante temporale
t = kTs mentre l’indice
i(k) rappresenta l’identità (con
i da
1 a
L) del simbolo emesso in tale istante. Come anticipato i simboli sono prodotti con frequenza
fs = 1⁄Ts, ed il codificatore di linea fa corrispondere alla sequenza
{ai(k)k} un
segnale dati x(t) espresso come
a cui corrisponde lo schema simbolico mostrato a lato, in cui
πTs(t) = ∑k δ(t − kTs) è un treno di impulsi (§
3.7) con periodo
Ts = 1⁄fs, schema del tutto analogo al
Sample&
Hold introdotto al §
4.2.4, tranne che ora
g(t) è generico e prende il nome di
impulso dati.
Dato che i simboli
ai(k)k sono entità casuali, il segnale
x(t) risulta essere un processo aleatorio, e la valutazione della relativa densità di potenza
Px(f) coinvolge il calcolo della autocorrelazione
Rx(τ) e l’applicazione del teorema di Wiener (§
7.2.1). Tale sviluppo è svolto al §
7.7.4, dove l’ipotesi aggiuntiva di simboli
ak statisticamente indipendenti ed a media nulla porta per
Px(f) all’espressione
in cui
Eg(f) è lo spettro di densità di energia di
g(t) che determina la
sagomatura della densità di potenza
Px(f), mentre
σ2A è la varianza dei valori
ak che ne determina il
fattore di scala.
Il segnale dati
(21.1) in alcuni contesti è indicato come
onda pam, acronimo di
Pulse Amplitude Modulation, ad indicare la variazione (o modulazione) che i valori
ak determinano sugli impulsi
g(t − mT) che si susseguono sull’asse temporale
∑m g(t − mT). Un ulteriore punto di vista è illustrato al §
24.9.5.
15.1.2.1 Segnale dati binario e onda rettangolare
Partiamo dalla
(21.2) per ottenere l’espressione della densità di potenza relativa ad una trasmissione
binaria, ossia con
fs = fb ed
ak = {1, − 1}, con valori
ak equiprobabili in modo che la sequenza
{ak} sia a media nulla, ed adottando un impulso rettangolare
g(t) = rectτ(t − τ⁄2) con
τ ≤ Tb in modo da mantenere la sua durata inferiore al periodo di simbolo. In tal caso il segnale dati
x(t) assume l’aspetto mostrato in fig.
15.4 e per esso si ottiene
σ2A = 1 e
EG(f) = τ2 sinc2(fτ), dunque la
(21.2) diviene
Px(f) = σ2A ⋅ EG(f)Tb = τ2Tb ⋅ sinc2(fτ)
e presenta l’andamento del tipo riportato sulla destra di fig.
15.4 ed espresso in scala in deciBel (§
8.1), per i casi
τ = Tb e
τ = Tb⁄2, indicati rispettivamente come
Not-Return-to-Zero (NRZ) e RZ (vedi §
15.2.1).
Osserviamo che il lobo principale di
Px(f) è delimitato in
|f| < 1τ, ovvero
|f| < fb qualora
τ = Tb, mentre nel caso RZ il lobo principale
si dilata fino a
|f| < 2fb mentre
si abbassa di 6 dB. L’occupazione di banda complessiva sarà infine approssimata ad un valore pari ad alcuni multipli dell’ampiezza del primo lobo.
15.1.2.2 Distorsione lineare e interferenza intersimbolica
Qualora il canale attraversato dal segnale dati
(21.1) non sia un
canale perfetto (§
243) ovvero presenti una risposta impulsiva
h(t) ≠ aδ(t − τ),
x(t) subisce
distorsione lineare (§
8.2), ed in uscita dal canale si presenta il nuovo segnale dati
y(t) = ⎲⎳k ak ⋅ g̃(t − kTs) in cui g̃(t) = g(t) * h(t)
L’effetto della convoluzione tra
g(t) ed
h(t) è quello di
disperdere nel tempo la forma d’onda
g(t), che anche se delimitata entro un periodo di simbolo come per il caso dell’onda rettangolare, arriva ad
invadere gli intervalli temporali riservati ai simboli adiacenti, dando luogo al fenomeno della
interferenza intersimbolica indicata anche come
isi ovvero
Inter Symbolic Interference.
15.1.2.3 Diagramma ad occhio
Per valutare sperimentalmente l’effetto della distorsione lineare sul segnale dati
x(t) facciamo riferimento ad uno schema di misura rappresentato a lato,
che prevede di limitare la banda di
x(t) ad una frequenza
W e quindi visualizzare il segnale distorto
y(t) ponendolo in ingresso ad un
oscilloscopio, la cui
base dei tempi è sincronizzata con quella di
x(t), in modo da visualizzare sullo schermo la sovrapposizione di forme d’onda corrispondenti a coppie di simboli binari.
L’esito di tale operazione viene raffigurato in fig.
15.7, la cui parte superiore mostra il segnale dati
x(t) originario realizzato in versione
nrz mediante un impulso
g(t) = rectTb(t) e valori
ak binari pari a
11110101000, a fianco della sua versione filtrata a
W = 2fb (al centro) e
W = fb⁄2 (a destra), ossia limitato in una banda
W pari rispettivamente al
doppio ed alla
metà della
larghezza del primo lobo di
Px(f) (vedi fig.
15.4).
Come evidente la limitazione di banda causa una alterazione della forma d’onda, ed il campionamento di
x(t) agli istanti di simbolo
t = kTs produce valori diversi da quelli originari.
La riga inferiore di fig.
15.7 mostra invece la visualizzazione dei casi descritti da parte dell’oscilloscopio, e la disposizione risultante dei tracciati è detta
diagramma ad occhio (traduzione di
eye diagram), termine che deriva dall’aspetto che assume il disegno che si forma, analogia che apparirà più evidente in seguito all’adozione di un impulso
g(t) limitato in banda (figura
15.23), ed in presenza di rumore (figura
15.32).
Riservandoci di riprendere l’argomento nel seguito, osserviamo che il problema non si presenta se
- la frequenza di simbolo è molto inferiore alla banda del canale, ovvero
- la risposta impulsiva h(t) del canale ha una duratamolto inferiore a Ts.
15.1.2.4 Trasmissione multilivello
Nel caso in cui la banda a disposizione per la trasmissione
sia scarsa, una soluzione di semplice attuazione è quella di ricorrere ad una trasmissione non più
binaria, ma che impieghi simboli ad
L valori, detti
livelli. A tale scopo,
M simboli binari della sequenza originaria
ak sono raggruppati assieme, ed emessi
in contemporanea da un dispositivo
serie/parallelo come una unica parola binaria di
M bit, posta quindi
in ingresso ad un converitore D/A (pag.
1) che produce in uscita uno tra
L = 2M possibili valori, ampiezze, o livelli, che rappresentano i valori dei simboli per la nuova sequenza
bh, con
h = k⁄M. Dato che occorrono
Ts = MTb secondi per accumulare
M bit, i simboli
bh della nuova sequenza sono prodotti ad una velocità indicata come frequenza
di simbolo,
pari a
fs = fb ⁄ M = 1 ⁄ MTb = 1 ⁄ Ts
ed utilizzati per produrre un segnale dati
x(t) = ∑h bh ⋅ g(t − hTs) ad
L livelli e frequenza di simbolo
fs.
Il risultato finale della codifica multilivello è esemplificato in figura
15.9-a), che mostra un segnale dati binario ad onda rettangolare
nrz assieme al corrispondente segnale dati
x(t) ottenuto per
L = 4.
All’aumento del periodo di simbolo
Ts corrisponde quindi l’aumento della durata di
g(t), ovvero una
contrazione della
G(f) che compare nella
(21.2), determinando quindi la
riduzione della banda occupata da
x(t), come mostrato in fig.
15.9-b), relativa all’uso di
M = 3 bit/simbolo (
L = 8). Pertanto l’occupazione di banda del segnale dati può essere ridotta
a piacere, semplicemente aumentando il numero
M di bit raggruppati in una singola parola.
Sembrerebbe tutto risolto, se non che al §
15.4 si mostra come, a meno di non aumentare la potenza del segnale dati, in presenza di rumore la codifica multilivello causi un
peggioramento della probabilità di errore del decisore, in quanto a parità di dinamica complessiva del segnale i valori dei livelli risultano ora
ravvicinati. Questo fenomeno è rappresentato in figura
15.10, in cui a sinistra si mostra un segnale dati ad 8 livelli, al centro il diagramma ad occhio corrispondente, ed a destra lo stesso diagramma, per un segnale filtrato a meno della sua banda.